系統(tǒng)規(guī)格：

系統(tǒng)采用緊湊的架構(gòu),，包括如下幾個部分：

1.采集模塊：

?倍增管采集模塊,，集成4通道12bit1GSPSADC,。
?采集模塊板載1GBDDR內(nèi)存,。
?采用高精度的時鐘源。
?上位主控計算機,，通過USB控制各個采集系統(tǒng),，并從采集系統(tǒng)中讀取每通道的采集數(shù)據(jù),。

2.2x2H8500位置能量簡化讀出和處理電路模塊（采用SCDC法）

?1級簡化讀出模塊,。
?局域區(qū)選擇電路模塊。
?2級簡化阻抗電路模塊,。

3.位置-能量檢出以及成像算法模塊

系統(tǒng)整體架構(gòu)如下：

關(guān)于2x2H8500位置能量簡化讀出和處理電路模塊實現(xiàn)方案：

針對H8500的64個分立陽極信號,如果采取逐個陽極信號的讀出方法,讀出電路將非常復(fù)雜,，后續(xù)的信號處理與采集系統(tǒng)也將變得十分龐大且昂貴,因此,簡化其位置信號讀出方法就變得很重要。目前,多陽極PSPMT有兩種簡化的位置讀出方法:

1.一種是基于電阻鏈電荷分除方法的無源電阻網(wǎng)絡(luò),被稱為離散位置讀出電路(DPC）

2.另一種是將陽極收集來的電荷平均地分配到X和Y兩個電阻網(wǎng)絡(luò),稱為均衡電荷分配電路(SCDC),。

我們首先分析一下兩種讀出電路的優(yōu)缺點,，并著重采用SCDC法來實現(xiàn)本項目，并在SCDC中加入了局域重心(TCOG)的定位方法,，進一步簡化讀出電路,。

DPC讀出方法的實現(xiàn)：



DPC是基于單絲正比計數(shù)器的直角位置運算法發(fā)展起來的一個網(wǎng)絡(luò)式電阻串結(jié)構(gòu)。實際應(yīng)用中多陽極PSPMT的每個陽極都有相應(yīng)的光電信號輸出,這些光電信號通過DPC電橋電阻網(wǎng)絡(luò)輸出A,B,C和D4個方向的電流信號,經(jīng)過放大器放大后進行處理,。

DPC電阻網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)如上圖

入射光子的位置由下式求得:

X=（(VA+VB)-(VC+VD)）/（VA+VB+VC+VD）

Y=（(VA+VD)-(VC+VB)）/（VA+VD+VC+VB）

這種方法的優(yōu)點是:前端讀出電路結(jié)構(gòu)簡單,需要的讀出通道少(只有4路輸出),使得后端的信號采集與處理比較容易,整套系統(tǒng)的讀出成本比較低,。但是這種讀出方法存在的問題是:靠近探測器的邊緣區(qū)域,由于重心法定位引起的壓縮效應(yīng)非常明顯,導(dǎo)致探測器的可使用面積極大地減小,。

SCDC讀出方法實現(xiàn)

與DPC電橋讀出法不同,SCDC讀出法是將陽極收集來的電荷均衡地分配到X和Y方向的兩個電阻網(wǎng)絡(luò)上,稱為X和Y網(wǎng)絡(luò)。X和Y網(wǎng)絡(luò)各有8個讀出通道,共計16個讀出通道,。

該讀出法雖然可把64個分立陽極信號簡化為16路讀出,但16路讀出仍然較多,不易處理,還需進一步的優(yōu)化與簡化,。

均衡電荷分配讀出的二維電阻網(wǎng)絡(luò)

前述SCDC網(wǎng)絡(luò)簡化后的16路讀出,其進一步簡化是通過對后續(xù)信號處理電路的優(yōu)化來實現(xiàn)的。具體設(shè)計方法是:通過TCOG法來對讀出電路進行優(yōu)化,。其核心是通過一個減法電路來實現(xiàn)局域區(qū)的選擇,去除那些遠離射線入射區(qū)域的噪聲信號影響,達到提高定位精度的目的,；然后再利用阻抗電橋電路,把16路讀出簡化為4路輸出。下圖給出了X方向阻抗電橋電路,8路讀出簡化為X+和X-兩路輸出;同理,Y方向也通過與X方向類似的阻抗電橋電路處理,。

在阻抗電橋讀出電路中,每一路通道經(jīng)一對定位電阻與后端相應(yīng)的放大器和反饋電阻構(gòu)成兩個反向放大回路,信號按照通道所對應(yīng)的位置以相應(yīng)的放大倍數(shù)分送到X+和X-輸出,。定位電阻RAn和RBn需要滿足總的電壓放大倍數(shù)為恒定值,設(shè)R為所有通道中阻值大的電阻(即RA1),N為總的讀出通道數(shù),n為通道號,G為期望的大電阻與小電阻的比值;定位電阻的計算公式如下:

RAn=R/((n+1)*(G-1)/(N-1)+1)

RBn=R/((N-n)*(G-1)/(N-1)+1)

后,定位測量由以下公式算出:

X=((X+)-(X-))/((X+)+(X-))

Y=((Y+)-(Y-))/((Y+)+(Y-))

簡化讀出電路設(shè)計，SCD具體分三級實現(xiàn)：用兩級電路簡化讀出信號的通道數(shù),，并在兩級簡化間加入局域重心法定位的區(qū)域選擇電路,，以去除噪聲及其它干擾，提高定位精度及線性度,。2×2陣列的1個H8500共有64個陽極信號輸出,，經(jīng)三級處理后，終輸出四路位置信號和一路觸發(fā)信號,，供后端的數(shù)據(jù)獲取系統(tǒng)處理,，極大地降低后續(xù)數(shù)據(jù)獲取系的復(fù)雜性。

1.級簡化的讀出電阻網(wǎng)絡(luò)電路

該電阻網(wǎng)絡(luò)電路的設(shè)計基于均衡電荷分配,，將H8500輸出的64個分離陽極的電荷平

均分配到X和Y電阻網(wǎng)絡(luò)上分別讀出X和Y網(wǎng)絡(luò),；經(jīng)獨立的前級放大后輸出，前級放大器采用電壓靈敏放大器,，反饋電阻上并聯(lián)一個高通濾波電容以降低高頻噪聲的影響,。

前級放大電路如下：

采用高速極低噪聲運放實現(xiàn)。

2.局域區(qū)選擇電路TCOG

采用局域重心定位,，對上一級簡化輸出的X和Y信號進行優(yōu)化處理,，是用一個減法電路實現(xiàn)局域區(qū)的選擇。具體設(shè)計方案是：設(shè)定一個閾值,，低于閾值的信號即為噪聲,，

高于閾值者方為有效信號，閾值以與噪聲的平均值相當(dāng)為宜,。根據(jù)重心定位原理,，此法能大大降低噪聲對定位精度的影響且能有效降低邊沿壓縮效應(yīng)。電路為可調(diào)比例的反向鉗位減法電路,，將一個方向上各通道信號加和后取一個適當(dāng)?shù)谋壤?，分別做反向模擬加法運算到各通道中，幅度<0的信號被鉗位電路屏蔽掉，只輸出幅度>0的信號,。另外,，各通道信號加和后得到的信號同時做后級放大后作為一路觸發(fā)信號輸出。

TCOG實現(xiàn)原理

3.第二級簡化的阻抗電橋電路

該級簡化電路的設(shè)計采用常規(guī)的阻抗電橋電路,，對上一級電路輸出的X和Y方向上各路讀出簡化為4路輸出,。多路讀出簡化為Y+和Y–，X+和X-,。

X方向上的電路阻抗電橋電路



經(jīng)過試驗測試,，DPC讀出電路,其定位有顯著的非線性和壓縮效應(yīng);而配備SCDC讀出電路,其定位的非線性和壓縮效應(yīng)得到明顯改善,更加接近陣列晶體真實的幾何排列。DPC讀出電路相對于SCDC讀出電路的定位壓縮接近20%,SCDC讀出結(jié)合TCOG法能顯著改善探測器的位置分辨和成像性能,。

所以我們采用SCDC讀出電路來完成本項目,。

成像算法的實現(xiàn)：

算法的核心是能量的精確檢測。并采用自適應(yīng)數(shù)字補償算法,，去除光電倍增管交叉區(qū)域的相互干擾,。

后采用成像算法，在計算機上顯示圖像：

采集系統(tǒng)有如下部分組成：

1．采集模塊,，每塊采集模塊集成4通道1GSPS12bitADC,，每通道儲存空間為512Msample，總共2GB儲存空間,，支持用戶FPGA開發(fā),。

2．1塊同步時鐘/觸發(fā)模塊，接收系統(tǒng)基準時鐘和觸發(fā)控制信號,，以及校準信號,。

3．1主控模塊，負責(zé)接收上位機的控制命令以及上傳采集數(shù)據(jù),。

采集系統(tǒng)采用多通道同步采集機制,，各個通道使用嚴格的同步管理系統(tǒng)。

采用多通道同步采集遇到的問題和解決方案：

首先要保證多通道的時鐘嚴格同步以及每通道的模擬電路以及每個ADC的工作狀態(tài)一致性,。在輸入一個脈沖信號時,，多通道系統(tǒng)有如下誤差，如下圖所示:

多個通道的采集誤差主要由模擬電路以及不同ADC芯片的clkslew,，gainerror以及offseterror組成,，這些誤差的引入,，如果輸入的脈沖信號,，并要檢測其相對位置，首先要檢測峰值或半峰值,，這些誤差都會引起峰值電路的誤判（半峰/全峰值檢測均是如此）,。盡管我們在設(shè)計硬件電路以及PCB設(shè)計會盡量考慮以上問題，如同源的時鐘分布以及相同的走線；多個ADC公用精準的外部參考電壓源等等,，但不幸的是,，這些設(shè)計改進并不能完全消除這些由模擬器件本身的固有特性引起的誤差，這些誤差是隨機的,，也隨溫度變化而變化的,。

因此，動態(tài)校正電路以及自適應(yīng)的數(shù)字后補償算法是必不可少的解決方案,。

校正功能實現(xiàn)原理如下：

校正功能有校正電路和FPGA算法部分組成,，校正電路由高精度低速DAC，參考源,，濾波器和時鐘相位微調(diào)芯片組成,。FPGA算法核心為參數(shù)估計自適應(yīng)算法和校正參數(shù)邏輯組成。校正目標為設(shè)置一個基準通道,，其他2個通道的時鐘相位以及gain和offset向該基準通道標定,。該方法不能校準每通道ADC的絕對精度，而只是每通道的個參數(shù)一致,，這對測量每通道采集數(shù)據(jù)的相對相位是足夠了,！

校準信號為A*sin（ω*t+φ）+B;

CH0采到的信號為A0*sin（ω*t+φ0）+B0;

CH1采到的信號為A1*sin（ω*t+φ1）+B1;

CH2采到的信號為A2*sin（ω*t+φ2）+B2;

通過迭代法解線性方程組，當(dāng)方程收斂時,，分別能得到每個通道的參數(shù),，通過計算每個通道的同基準誤差，來調(diào)節(jié)clkphase以及gain和offset來后是3個通道工作一致,。

Clk的phase通過專業(yè)的時鐘調(diào)節(jié)芯片來進行調(diào)節(jié),。精度step為1ps-500fs，范圍可以為+/-500ps,，足夠調(diào)節(jié),。

同步時鐘的傳輸和Clockjitter的消除：

雖然有自適應(yīng)校正來校正clk的傳輸相對延遲，但在電路設(shè)計時也要保證clk的小相對傳輸延遲和自身的clockjitter,！

對于整個多通道采集系統(tǒng),，時鐘信號傳輸如下圖所示：

在所有傳輸過程中，均使用等長的傳輸線連接,，基準時鐘為10MHz,。采用低頻的基準時鐘有助于減少干擾和傳輸中時鐘的jitter。在采集模塊及ADC輸入信號端,，我們采用zerodelay時鐘發(fā)生器進行基準時鐘和每個ADC采集時鐘的相位同步,，其zerodelaypll如下圖所示：

通過自動調(diào)節(jié)芯片內(nèi)部的延遲來達到輸出時鐘和參考時鐘的相位一致性。

沒有進行zerodelay補償?shù)臅r鐘輸入/輸出相位誤差約為664ps,，這個誤差是一個范圍,，可能在0-644ps中隨機出現(xiàn),！經(jīng)過zerodelay補償?shù)南辔徽`差如下圖：

其不確定的相位誤差可以控制在22ps以內(nèi)，相當(dāng)于5GHz/200ps的10%,，殘余的誤差再通過校準算法已經(jīng)軟件進行補償,。

對于clockjitter的消除：

該方案中采用溫度補償晶體TCXO以及業(yè)內(nèi)頂級的JittercleaningCLKGenerator芯片來保證clock的穩(wěn)定性，Clockjitter的消除以及極低的Phasenoise,。

在寬溫工作環(huán)境下,，普通的晶體隨著工作溫度的變化，晶體的穩(wěn)定度和頻率都會發(fā)生改變,，為解決該問題,，我們在設(shè)計中基準晶體選用恒溫晶體OCXO,該晶體具有業(yè)內(nèi)領(lǐng)先的溫度穩(wěn)定性，在寬溫工作環(huán)境下不會超過+/-1ppm,，其溫度測試性能如下：

對于時鐘芯片的選擇,，也是基于同樣的考慮，集成高精度高穩(wěn)定的VCO,，具有Jittercleaning功能和clkphaseadj功能,。通常，jitter由ADC本身的jitter和CLKjitter組成,，各自的RMS再組成總jitter的RMS：

總jitter的RMS會在采集系統(tǒng)中產(chǎn)生白噪聲,，其關(guān)系如下：

采集系統(tǒng)的總

采用本時鐘解決方案，其總的clockjitter在系統(tǒng)中完全能做到<350ps,。在忽略信號noise,，DNL等情況下，fin和clockjitter有如下關(guān)系：

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